【導(dǎo)讀】我國于2019年進(jìn)入5G部署預(yù)商用階段，國務(wù)院要求力爭在2020年啟動5G的全面商用。5G時代，移動通信基礎(chǔ)設(shè)施將迎來全面的更新，5G基站建設(shè)迫在眉睫。由于5G普遍采用Massive MIMO架構(gòu)，基站內(nèi)的天線通道數(shù)量急劇提升。4G時代，天線形態(tài)基本是4T4R或者8T8R，按照三個扇區(qū)，對應(yīng)的射頻PA需求量為12個或者24個；5G基站以64T64R大規(guī)模天線陣列為主，對應(yīng)的PA需求量高達(dá)192個，PA數(shù)量將大幅增長。
5G 傳輸?shù)膶拵д{(diào)制需要PA提供更高增益，更高效率和更嚴(yán)格線性度，而且5G的工作頻點(diǎn)為2.5GHz和3.5GHz，未來會擴(kuò)展到4.9GHz，甚至28GHz，所以5G系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)部分——射頻功率器件也迎來了重大變化。目前基站功率放大器主要為LDMOS技術(shù)和GaAs技術(shù)。GaN PA由于具有帶寬更寬、高功率附加效率、功率密度更大、體積更小，能較好的適用于大規(guī)模MIMO，因此5G 基站GaN射頻PA將成為主流技術(shù)，逐漸占領(lǐng)LDMOS和GaAs的市場，成為RF功率應(yīng)用的主流技術(shù)。
圖1：簡化的PA原理圖
為更好地了解柵極電壓和靜態(tài)電流如何影響功放交流AC性能，可以用金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（MOSFET）模型來代替功放，得到下面公式：
可以看到晶體管的源漏電流Ids是柵源電壓Vgs的函數(shù)，其中包含兩項(xiàng)與溫度相關(guān)參數(shù)：載流有效電子遷移率μ和閾值電壓Vth。高的Vgs電壓會導(dǎo)致高的Ids或高的功率放大器。Ids還取決于漏極電壓，但是一般情況下會固定Vd的電壓。工程師會使用優(yōu)化后的Vd電壓以獲得所需的功率水平。 Vd值對于GaN FET，通常約為50 V；對于LDMOS FET，通常約為28V。
下圖是方程的圖形表述形式。驅(qū)動一個小的RF輸入信號，使其疊加到DC柵極電壓上，從而產(chǎn)生AC漏極電流 。該AC電流圍繞靜態(tài)電流值 振蕩?？衫肕OSFET晶體管I-V曲線和負(fù)載線分析來找到相應(yīng)的AC漏極電壓 。
圖2：MOSFET Vgate與Ids曲線圖
為了確定PA的最優(yōu)偏置狀態(tài)，必須在功放的線性度、效率和增益等參數(shù)之間進(jìn)行平衡。通過對漏極偏流的控制，使其隨溫度和時間的變化而保持恒定的值，可改善功放的總性能，同時又可確保功放工作在調(diào)整的輸出功率范圍之內(nèi)。目前常用的方法是動態(tài)控制功放的柵極電壓，首先量化PA的漏極電流和工作溫度，通過計(jì)算生成偏置電壓的數(shù)字控制量，通過DAC或電阻設(shè)定所需的偏置，使功放工作在所需的最佳偏置狀態(tài)，以實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的性能，而無論電壓、溫度和其他環(huán)境參數(shù)如何變化。
溫度檢測
Ids還取決于FET的溫度變化。閾值電壓Vth和有效電子遷移率μ會隨著溫度的上升而降低，因此，溫度的變化會引起輸出功率的變化。溫度變化造成的Ids變化需要通過調(diào)整系統(tǒng)中其他兩個變量之一來補(bǔ)償：Vd或Vgs。 調(diào)整Vgs更容易，因?yàn)橹恍枰苄〉碾妷鹤兓纯?。所以一般使用一個或多個溫度傳感器來測量功放的溫度。
電流檢測
功放晶體管的漏極電壓容易受到高壓電源線上變化的影響。當(dāng)高壓電源線上出現(xiàn)電壓尖峰，或超范圍的大電流的時候，如果控制環(huán)路的速度不夠快，就無法保護(hù)器件不受損壞。一般控制環(huán)路由以下部分組成：電流傳感器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以及用來處理數(shù)字量的外部控制邏輯。如果環(huán)路確定出電源線上的電流過大，它就向模數(shù)轉(zhuǎn)換器發(fā)出命令，降低柵極電壓或關(guān)斷此部分。因此一般都會使用一個電流檢測放大器來精確測定高壓電源線上的電流。
電壓檢測
Ids變化需要通過調(diào)整系統(tǒng)中Vd或Vgs來補(bǔ)償。 調(diào)整Vgs更容易，因?yàn)橹恍枰苄〉碾妷鹤兓纯伞榱司_的確保Vgs和Vd穩(wěn)定準(zhǔn)確，我們往往需要對Vgs和Vd的電壓進(jìn)行監(jiān)控。PA系統(tǒng)都會有一個電壓檢測電路。
功率檢測
為了監(jiān)測和控制功放增益，實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的線性度和效率，有必要精確測量功放輸出端上復(fù)雜的RF信號的功率電平。一般情況下，功放的輸出電壓驅(qū)動天線，采用定向耦合器對功放輸出電壓進(jìn)行采樣，并適當(dāng)衰減，然后輸入到功率檢測器或者ADC中，將功率檢測器或ADC的輸出，即發(fā)射輸出信號的測量結(jié)果同DAC輸出值比較，調(diào)節(jié)功放增益，使差值為零。
GaN功率放大器上電順序
為了防止在Vd正常上電時，因?yàn)閂gs電壓過高，導(dǎo)致PA在飽和模式下工作，因?yàn)闊釗p而損壞PA。GaN 功放的上下電必須按照一定的順序進(jìn)行：
1.Vgs先上電。確保在Vd上電時，柵極已經(jīng)為低。
2.啟動漏極電壓電源，Vd上電至標(biāo)稱值。
3.增加Vgs偏置電壓，達(dá)到設(shè)置所需的輸出功率。
4.啟動RF信號。
簡單說就是
開PA順序是：接通柵極、接通漏極、柵極調(diào)整、輸入RF
關(guān)PA順序是：關(guān)閉RF、柵極調(diào)整、關(guān)閉漏極、關(guān)閉柵極
離散器件實(shí)現(xiàn)GaN功率放大器的監(jiān)測和控制
下圖是使用離散器件對功放監(jiān)測和控制的結(jié)構(gòu)。所有的離散器件都可以通過同類型的數(shù)據(jù)總線進(jìn)行操作的，一般使用I2C數(shù)據(jù)總線。
從設(shè)計(jì)的觀點(diǎn)來看，使用離散器件實(shí)現(xiàn)監(jiān)測和控制的主要優(yōu)點(diǎn)是，可以從眾多器件中選出最合適的元件。比如按照自己的設(shè)計(jì)需求選取合適的采樣精度和采樣率，接口和通道數(shù)的ADC和DAC等。缺點(diǎn)同樣很明顯，就是所需芯片數(shù)量較多，面積較大而且成本高。
圖3 采用離散器件實(shí)現(xiàn)功率放大器的監(jiān)測和控制
集成方案實(shí)現(xiàn)GaN功率放大器的監(jiān)測和控制
為減少器件數(shù)量，TI推出了許多新器件，具有集成了多通道ADC、DAC、精密參考和溫度檢測等功能。AMC7932就是將多通道12bit ADC，多功能GPIO，高邊電流檢測，多通道分組雙極性電壓輸出12bit DAC以及溫度監(jiān)控等通用監(jiān)測和控制所需的所有功能和特性集成到一起。
圖4 采用AMC7932實(shí)現(xiàn)功率放大器的監(jiān)測和控制
AMC7932器件對PA進(jìn)行控制時，電流檢測電阻器（Rsense）上的電壓會被輸入到AMC7932內(nèi)部6路12bit的ADC的輸入引腳。在內(nèi)部將該電壓轉(zhuǎn)換為電流值。外部微控制器可以通過SPI或者I2C讀取AMC7932內(nèi)部的寄存器值得到電流值。也可以和AMC7932內(nèi)部的可調(diào)門限值進(jìn)行比較，快速的進(jìn)行反應(yīng)。
AMC7932的遠(yuǎn)端溫度傳感器可以被放得靠近PA。當(dāng)PA工作時，遠(yuǎn)端傳感器記錄下溫度的變化情況并輸入AMC7932內(nèi)部6路12bit ADC的輸入口，就可以記錄到PA的溫度。AMC7932可以設(shè)定多組門限值，可以快速的對PA溫度的變化進(jìn)行門限比較和控制。并可將該信息發(fā)送到外部微控制器。該微控制器可根據(jù)來自LUT的數(shù)據(jù)對AMC7932 DAC進(jìn)行更新，使其達(dá)到規(guī)定電壓值。
AMC7932有32路（2組）12bit的雙極性電壓DAC，它輸出非常靈活，可以輸出兩組正電壓，兩組負(fù)電壓或者一組正電壓一組負(fù)電壓。因此可支持各類PA的檢測和控制。 比如：用一組16路DAC對多個LDMOS PA進(jìn)行偏置控制，同時用另一組16路DAC對多個GaN PA進(jìn)行偏置。
結(jié)論
5G的Massive MIMO架構(gòu)以及GaN PA普及使得基站內(nèi)的天線通道數(shù)量急劇提升。對應(yīng)的PA需求量更是爆發(fā)式增長。設(shè)備商們不得不采用復(fù)雜，高密度多功能的PA檢測和控制技術(shù)。AMC7932的單片解決方案在使得PA檢測和控制部分在電路板面積、系統(tǒng)可靠性和成本方面具有顯著的優(yōu)勢。
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