【導讀】功率因數補償：在上世紀五十年代，已經針對具有感性負載的交流用電器具的電壓和電流不同相（圖1）從而引起的供電效率低下提出了改進方法（由于感性負載的電流滯后所加電壓，由于電壓和電流的相位不同使供電線路的負擔加重導致供電線路效率下降，這就要求在感性用電器具上并聯一個電容器用以調整其該用電器具的電壓、電流相位特性。
什么是功率因數補償、功率因數校正
功率因數補償：在上世紀五十年代，已經針對具有感性負載的交流用電器具的電壓和電流不同相（圖1）從而引起的供電效率低下提出了改進方法（由于感性負載的電流滯后所加電壓，由于電壓和電流的相位不同使供電線路的負擔加重導致供電線路效率下降，這就要求在感性用電器具上并聯一個電容器用以調整其該用電器具的電壓、電流相位特性。例如：當時要求所使用的40W日光燈必須并聯一個4.75μF的電容器）。用電容器并連在感性負載，利用其電容上電流超前電壓的特性用以補償電感上電流滯后電壓的特性來使總的特性接近于阻性，從而改善效率低下的方法叫功率因數補償（交流電的功率因數可以用電源電壓與負載電流兩者相位角的余弦函數值cosφ表示）。
圖1 ：在具有感性負載中供電線路中電壓和電流的波形
而在上世紀80年代起，用電器具大量的采用效率高的開關電源，由于開關電源都是在整流后用一個大容量的濾波電容，使該用電器具的負載特性呈現容性，這就造成了交流220V在對該用電器具供電時，由于濾波電容的充、放電作用，在其兩端的直流電壓出現略呈鋸齒波的紋波。濾波電容上電壓的最小值遠非為零，與其最大值(紋波峰值)相差并不多。
根據整流二極管的單向導電性，只有在AC線路電壓瞬時值高于濾波電容上的電壓時，整流二極管才會因正向偏置而導通，而當AC輸入電壓瞬時值低于濾波電容上的電壓時，整流二極管因反向偏置而截止。也就是說，在AC線路電壓的每個半周期內，只是在其峰值附近，二極管才會導通。雖然AC輸入電壓仍大體保持正弦波波形，但AC輸入電流卻呈高幅值的尖峰脈沖，如圖2所示。這種嚴重失真的電流波形含有大量的諧波成份，引起線路功率因數嚴重下降。
在正半個周期內（1800），整流二極管的導通角大大的小于1800甚至只有300－700，由于要保證負載功率的要求，在極窄的導通角期間會產生極大的導通電流，使供電電路中的供電電流呈脈沖狀態，它不僅降低了供電的效率，更為嚴重的是它在供電線路容量不足，或電路負載較大時會產生嚴重的交流電壓的波形畸變（圖3），并產生多次諧波，從而，干擾了其它用電器具的正常工作（這就是電磁干擾－EMI和電磁兼容－EMC問題）。
圖2：嚴重失真電流的波形
自從用電器具從過去的感性負載（早期的電視機、收音機等的電源均采用電源變壓器的感性器件）變成帶整流及濾波電容器的容性負載后，其功率因素補償的含義不僅是供電的電壓和電流不同相位的問題，更為嚴重的是要解決因供電電流呈強脈沖狀態而引起的電磁干擾（EMI）和電磁兼容（EMC）問題。
這就是在上世紀末發展起來的一項新技術（其背景源于開關電源的迅速發展和廣泛應用）。其主要目的是解決因容性負載導致電流波形嚴重畸變而產生的電磁干擾(EMl)和電磁兼容(EMC)問題。所以現代的PFC技術完全不同于過去的功率因數補償技術，它是針對非正弦電流波形畸變而采取的，迫使交流線路電流追蹤電壓波形瞬時變化軌跡，并使電流和電壓保持同相位，使系統呈純電阻性技術（線路電流波形校正技術），這就是PFC（功率因數校正）。
所以現代的PFC技術完成了電流波形的校正也解決了電壓、電流的同相問題。
圖3：正常供電和負載后供電波型
由于以上原因，要求用電功率大于85W以上（有的資料顯示大于75W）的容性負載用電器具，必須增加校正其負載特性的校正電路，使其負載特性接近于阻性（電壓和電流波形同相且波形相近）。這就是現代的功率因數校正（PFC）電路。
容性負載的危害
下面的圖4是不用濾波電容的半波整流電路，圖5是用了大容量濾波電容的半波整流電路。我們根據這兩個電路來分析兩電路中電流的波形。
圖4A：D是整流管，R是負載。
圖4B：電路接入交流電時電路中電壓、電流波形圖
在(00～1800)t0~t3時間
t0時間電壓為零電流為零，在t1時間電壓達到最大值電流也達到最大值，在t3時間電壓為零電流為零。（二極管導通1800）
在（1800～3600）t3~t4:時間
二極管反偏無電壓及電流。（二極管截止）
在(3600～5400)t4～t6時間
t4時間電壓為零電流為零，在t5時間電壓達到最大值電流也達到最大值，在t6時間電壓為零電流為零。（二極管導通1800）
結論：在無濾波電容的整流電路中，供電電路的電壓和電流同相，二極管導通角為1800，對于供電線路來說，該電路呈現純阻性的負載特性。
圖5A：D是整流管，R是負載，C是濾波電容。
圖5B：電路接入交流電時電路中電壓、電流波形圖。
在(00～1800)t0～t3時間
t1時間電壓為零電流為零，在t1時間電壓達到最大值電流也達到最大值，因為此時對負載R供電的同時還要對電容C進行充電，所以電流的幅度比較大。在t1時間由于對電容C進行充電，電容上電壓Uc達到輸入交流電的峰值，由于電容上電壓不能突變，使在t1~t3期間，二極管右邊電壓為Uc，而左邊電壓在t2時間電壓由峰值逐漸下降為零，t1~t3期間二極管反偏截止，此期間電流為零。（增加濾波電容C后第一個交流電的正半周，二極管的導通角為900）
在(1800～3600)t3～t4時間
二極管反偏無電壓及電流。（二極管截止）
在(3600～4100)t4～t5時間
由于在t3~t4時間二極管反偏，不對C充電，C上電壓通過負載放電，電壓逐漸下降（下降的幅度由C的容量及R的阻值大小決定，如果C的容量足夠大，而且R的阻值也足夠大，其Uc下降很緩慢。）t4~t5期間盡管二極管左邊電壓在逐步上升，但是由于二極管右邊的Uc放電緩慢右邊的電壓Uc仍舊大于左邊，二極管仍舊反偏截止。
在(4100～5400)t5～t7時間
t5時間二極管左邊電壓上升到超過右邊電壓二極管導通對負載供電并對C充電，其流過二極管的電流較大，到了t6時間二極管左邊電壓又逐步下降，由于Uc又充電到最大值，二極管在t6~t7時間又進入反偏截止。
結論：在有濾波電容的整流電路中，供電電路的電壓和電流波形完全不同，電流波形，在短時間內呈強脈沖狀態，二級極管導通角小于1800（根據負載R和濾波電容C的時間常數而決定）。該電路對于供電線路來說，由于在強電流脈沖的極短期間線路上會產生較大的壓降（對于內阻較大的供電線路尤為顯著）使供電線路的電壓波形產生畸變，強脈沖的高次諧波對其它的用電器具產生較強的干擾。
怎樣進行功率因素校正（PFC）
我們目前用的電視機由于采用了高效的開關電源，而開關電源內部電源輸入部分，無一例外的采用了二極管全波整流及濾波電路，如圖6左，其電壓和電流波形如圖6右
圖6：采用了二極管全波整流及濾波電路、電壓和電流波型
為了抑止電流波形的畸變及提高功率因數，現代的功率較大（大于85W）具有開關電源（容性負載）的用電器具，必須采用PFC措施，主要分為：有源PFC和無源PFC兩種方式。
目前部分廠家不使用晶體管等有源器件組成的校正電路，一般由二極管、電阻、電容和電感等無源器件組成。像目前國內的電視機生產廠對過去設計的功率較大的電視機，在整流橋堆和濾波電容之間加一只電感（適當選取電感量），利用電感上電流不能突變的特性來平滑電容充電強脈沖的波動，改善供電線路電流波形的畸變，并且在電感上電壓超前電流的特性也補償濾波電容電流超前電壓的特性，使功率因數、電磁兼容和電磁干擾得以改善，如圖7。
圖7：利用有源器件校正電路示例
此電路雖然簡單，可以在前期設計的無PFC功能的設備上，簡單的增加一個合適的電感（適當的選取L和C的值），從而達到具有PFC的作用，但是這種簡單的、低成本的無源PFC輸出紋波較大，濾波電容兩端的直流電壓也較低，電流畸變的校正及功率因數補償的能力都很差，而且L的繞制及鐵芯的質量控制不好，會對圖像及伴音產生嚴重的干擾，只能作為對前期無PFC設備使之能進入市場的臨時措施。
有源PFC電路的原理
有源PFC則是有很好的效果，基本上可以完全的消除電流波形的畸變，而且電壓和電流的相位可以控制保持一致。它可以基本上完全解決了功率因數、電磁兼容、電磁干擾的問題，但是電路非常的復雜。其基本思路是在220V整流橋堆后去掉濾波電容（以消除因電容的充電造成的電流波形畸變及相位的變化），去掉濾波電容后由一個“斬波”電路把脈動的直流變成高頻（約100K）交流再經過整流濾波后，其直流電壓再向常規的PWM開關穩壓電源供電，其過程是AC→DC→AC→DC。
有源PFC的基本原理是在開關電源的整流電路和濾波電容之間增加一個DC－DC的斬波電路圖8（附加開關電源），對于供電線路來說該整流電路輸出沒有直接接濾波電容。所以其對于供電線路來說呈現的是純阻性的負載，其電壓和電流波形同相、相位相同。斬波電路的工作也類似于一個開關電源。所以說有源PFC開關電源就是一個雙開關電源的開關電源電路，它是由斬波器（我們以后稱它為：“PFC開關電源”）和穩壓開關電源（我們以后稱它為：“PWM開關電源”）組成的。
圖8 ：斬波器部分（PFC開關電源）
整流二極管整流以后不加濾波電容器，把未經濾波的脈動正半周電壓作為斬波器的供電源，由于斬波器的一連串的做＂開關＂工作脈動的正電壓被＂斬＂成圖9的電流波形，其波形的特點是：
電流波形是斷續的，其包絡線和電壓波形相同，并且包絡線和電壓波形相位同相。
由于斬波的作用，半波脈動的直流電變成高頻（由斬波頻率決定，約100KHz）“交流”電，該高頻“交流”電要再次經過整流才能被后級PWM開關穩壓電源使用。
從外供電總的看該用電系統做到了交流電壓和交流電流同相并且電壓波形和電流波形均符合正弦波形，既解決了功率因素補償問題，也解決電磁兼容（EMC）和電磁干擾（EMI）問題。
該高頻“交流”電在經過整流二極管整流并經過濾波變成直流電壓（電源）向后級的PWM開關電源供電。該直流電壓在某些資料上把它稱為：B+PFC（TPW-4211即是如此），在斬波器輸出的B+PFC電壓一般高于原220交流整流濾波后的+300V，其原因是選用高電壓，其電感的線徑小、線路壓降小、濾波電容容量小，且濾波效果好，對后級PWM開關管要求低等等諸多好處。黑為電壓波形 紅色虛線為電流包絡波形
圖9：增加斬波器后的電流波形
目前PFC開關電源部分，起到開關作用的斬波管（K）有三種工作方式：
1、連續導通模式（CCM）
開關管的工作頻率一定，而導通的占空比（系數）隨被斬波電壓的幅度變化而變化,如圖10，圖中T1和T2的位置是：T1在被斬波電壓（半個周期）的低電壓區，T2在被斬波電壓高電壓區，T1（時間）＝T2（時間）從圖中可以看到所有的開關周期時間都相等，這說明在被斬波電壓的任何幅度時，斬波管的工作頻率不變，從圖10中可以看出；在高電壓區和低電壓區每個斬波周期內的占空比不同（T1和T2的時間相同，而上升脈沖的寬度不同），被斬波電壓為零時（無電壓），斬波頻率仍然不變，所以稱為連續導通模式（CCM）該種模式一般應用在250W～2000W的設備上。
圖10：導通模式的波型
2、不連續導通模式（DCM）
斬波開關管的工作頻率隨被斬波電壓的大小變化（每一個開關周期內“開”“關”時間相等。如圖11：T1和T2時間不同，也反映隨著電壓幅度的變化其斬波頻率也相應變化。被斬波電壓為＂零＂開關停止（振蕩停止），所以稱為不連續導通模式（DCM），即有輸入電壓斬波管工作，無輸入電壓斬波管不工作。他一般應用在250W以下的小功率設備上。
圖11：不連續導通模式的波型
3、臨界導通模式（CRM）或過渡模式（TCM）
工作介于CCM和DCM之間，工作更接近DCM模式。在上一個導通周期結束后，下一個導通周期之前，電感電流將衰減為零，而且頻率隨著線路電壓和負載的變化而變化。
優點：廉價芯片、便于設計，沒有開關的導通損耗，升壓二極管的選擇并非決定性的；
缺點：由于頻率變化，存在潛在的EMI問題，需要一個設計精確的輸入濾波器。
